|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENSIKLOPEDIA ELEKTRONIK RADIO DAN KEJURUTERAAN ELEKTRIK Kajian model PSpice unsur radio analog. Ensiklopedia elektronik radio dan kejuruteraan elektrik
Ensiklopedia elektronik radio dan kejuruteraan elektrik / Pengawal mikro Dalam artikelnya ("Model PSpice untuk program simulasi"dalam "Radio" No. 5-8, 2000) penulis bercakap tentang peraturan untuk membina model komponen analog untuk program pemodelan berdasarkan bahasa PSpice. Artikel yang dicadangkan meneruskan topik ini. Ia ditumpukan kepada kaedah untuk mengkaji model PSpice dan kaedah untuk membina model komponen untuk Ini adalah sangat penting, kerana hanya penggunaan model komponen yang boleh dipercayai membolehkan seseorang memperoleh hasil simulasi yang mencukupi. Lambat laun, setiap radio amatur membuat kesimpulan: sebelum memasang elemen radio pada papan semasa pembuatan peranti, anda harus terlebih dahulu menyemak kebolehservisannya. Ini akan menyelamatkan peranti pada masa hadapan daripada kegagalan selepas kuasa digunakan atau daripada carian panjang untuk punca ketidakbolehoperasiannya. Untuk tujuan ini, perusahaan perindustrian mengatur kawalan masuk separa atau lengkap unsur radio, yang lebih mudah daripada mengekalkan kakitangan besar pelaras peralatan yang berkelayakan tinggi dan bergaji tinggi. Pendekatannya harus sama apabila memodelkan litar elektronik. Menggunakan model yang tidak disahkan membawa kepada pembaziran masa melihat graf yang tiada kaitan dengan realiti. Dalam kes ini, anda boleh membuat kesimpulan palsu tentang kesihatan atau ketidakbolehoperasian peranti dan membuat keputusan yang salah. Oleh itu, kawalan input harus dianjurkan di sini juga. Pada masa hadapan, ini akan membuahkan hasil dalam menjimatkan masa dan kebolehpercayaan hasil simulasi. Sumber untuk menambah perpustakaan peribadi boleh menjadi model yang disertakan dalam perpustakaan pakej perisian simulasi yang digunakan, daripada perpustakaan program simulasi lain tetapi serasi - model yang banyak dibentangkan di Internet di tapak web firma pembangun program simulasi dan pengeluar elektronik. komponen, diterbitkan dalam penerbitan bercetak, dan model yang dibangunkan sendiri. Pada masa yang sama, seseorang hanya boleh meneka tentang kualiti mereka. Sebelum menggunakan model ini, adalah wajar untuk mengujinya. Dengan pendekatan inilah wujud keyakinan terhadap keputusan yang diperolehi. Ia menjadi jelas - apa yang boleh dan apa yang tidak boleh. Artikel yang dicadangkan menerangkan beberapa kaedah untuk menguji model unsur radio analog diskret, menyediakan skema pengukuran dan teks tugas pemodelan dalam format PSpice. Tugasan dikonfigurasikan untuk model tertentu unsur radio, ujian yang diterangkan dalam artikel. Jika ada elemen lain yang ingin diuji, program harus diperbaiki. Ia tidak sukar. Sebagai peraturan, semua penambahbaikan turun untuk menukar had untuk menukar arus, voltan, masa analisis, memilih beban, menetapkan mod yang diperlukan model komponen untuk arus terus. Jika anda menjadi kreatif, beberapa ujian boleh digunakan untuk membangunkan ujian baharu untuk model lain, termasuk model makro yang kompleks. PENGUKURAN PEMULIHAN DIOD Untuk menilai sifat dinamik model diod, masa pemulihan terbaliknya harus diukur. Mari kita lakukan ini menggunakan contoh model diod penerus KD212A. Adalah diketahui bahawa selepas menukar kekutuban voltan yang digunakan pada diod sebenar dari terus ke terbalik, ia ditutup tidak serta-merta, tetapi dengan sedikit kelewatan. Dalam kes ini, arus yang besar boleh mengalir melalui diod dalam arah yang bertentangan untuk beberapa waktu. Untuk KD212A mengikut buku rujukan [1], masa pemulihan terbalik dijamin pada Uobr=200 V, Ir=2 A, tidak lebih daripada 300 ns. Sekarang mari kita semak model diod ini. Mari kita cipta keadaan pengukuran yang hampir dengan keadaan di mana parameter diod KD212A diberikan dalam buku rujukan. Untuk melakukan ini, mari kita gunakan model diod (Rajah 1, Jadual 1) nadi voltan berbilang kutub dengan amplitud 200 V melalui perintang dengan rintangan 100 Ohm.
Mari kita mulakan proses simulasi dan lihat bagaimana arus diod akan berubah (Gamb. 2).
Sesungguhnya, terdapat lonjakan ciri arus dalam arah yang bertentangan pada graf. Tempohnya ialah masa pemulihan terbalik. Puncak semasa apabila diod dihidupkan dijelaskan oleh pengecasan semula kapasiti penghalangnya. Arus diod model diukur dalam amp dan voltan diukur dalam ratusan volt. Untuk membina dua lengkung (arus dan voltan) pada satu graf, voltan hendaklah dibahagikan dengan 100 menggunakan pemproses grafik. Ia boleh dilihat daripada graf bahawa masa pemulihan terbalik adalah lebih kurang 33 ns. Hasilnya sepadan dengan realiti, walaupun masa pemulihan terbalik adalah lebih kurang daripada pasport 300 ns. Di sini, secara amnya, masalah menggunakan maklumat daripada buku rujukan domestik untuk membina model jelas terserlah. Sebagai peraturan, semua parameter yang ditetapkan sama ada "tidak lebih" atau "tidak kurang" tidak boleh digunakan untuk membina model matematik, kerana ia mencerminkan terutamanya keinginan pembangun untuk memainkannya dengan selamat. Oleh itu, lebih baik cuba menggunakan model yang dicipta oleh pengeluar, atau melakukan beberapa jenis pengukuran bebas. Jika diod ini digunakan, sebagai contoh, dalam penerus, maka kehadiran lonjakan sedemikian membawa kepada peningkatan bunyi pensuisan. Ini biasanya ditangani dengan menyambungkan kapasitor shunt selari dengan diod (Rajah 3).
Mari lihat apa yang diberikan (Gamb. 4).
Ia boleh dilihat bahawa keadaan berubah, tetapi tidak secara drastik. Jelas sekali, kegagalan apabila beralih kepada keadaan langsung dikaitkan dengan pengecasan semula kapasitor C1. Tugas untuk pemodelan (Jadual 2) terdiri daripada dua termasuk satu demi satu.
Tugas kedua hanyalah salinan yang pertama, yang kemudiannya ditambah kapasitor C1, disambungkan selari dengan diod. Ia adalah mudah untuk melakukan ini, kerana semua graf selepas pengiraan akan ditunjukkan serentak. CIRI-CIRI VOLT-FARAD MODEL VARICAP Satu lagi ciri penting diod ialah pergantungan kapasitansi simpang p-n pada voltan yang digunakan dalam arah yang bertentangan. Untuk peranti seperti varicaps, ini adalah pergantungan utama. Mari bina ciri kapasitans-voltan untuk model varicap 2V104A. Mari kita gunakan pada model diod (Rajah 5) voltan meningkat secara linear pada kadar 10 V/μs dengan amplitud 50 V digunakan dalam arah yang bertentangan. Dalam kes ini, persimpangan p-n akan ditutup, dan arus melalui diod, disebabkan oleh rintangan songsang yang sangat besar, secara praktikalnya akan menjadi kapasitif semata-mata dan akan ditentukan oleh persamaan ld \u10d CdV'(t), di mana V' (t) ialah kadar peningkatan voltan (107 V /μs=XNUMX V/s).
Kami menyelesaikan persamaan ini untuk Сd, kami mendapat Сd=Id/V'(t). Dari sini kita mendapat formula untuk kapasitansi diod: Cd \u107d Id / XNUMX. Atau akhirnya, dengan mengambil kira dimensi, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA). Mari kita karang dan jalankan tugas simulasi (Jadual 3), kemudian mari kita lihat bagaimana arus diod akan berubah mengikut masa (Rajah 6).
Arus akan menjadi sangat kecil, dan untuk melihatnya pada masa yang sama dengan voltan, nilainya mesti didarab dengan GPU sebanyak 1000. Oleh kerana pergantungan voltan yang digunakan pada masa adalah linear, kami akan menggantikan masa pada paksi X dengan voltan punca V1. Kemudian kita membahagikan nilai semasadengan 10. Akibatnya, kita memperoleh ciri voltan kemuatan diod (Rajah 7), di mana di sepanjang paksi nilai semasa dalam mikroamp akan secara berangka sama dengan kapasitansi diod dalam picofarads.
Buku panduan [1] menunjukkan bahawa dengan voltan terbalik 4 V, kapasitansi varicap berada dalam julat dari 90 hingga 120 pF. Mengikut graf untuk model, kita mendapat 108 pF. Dan ini menunjukkan bahawa model yang dikaji dalam parameter ini sepadan dengan sifat varicap sebenar. CIRI-CIRI KETEPUHAN MODEL TRANSISTOR BIPOLAR Apabila mereka bentuk suis tanpa sentuh, adalah penting untuk mengetahui ciri mod tepu transistor. Parameter ini adalah penentu untuk pemilihan transistor pensuisan dalam penukar nadi dan peranti pensuisan beban. Untuk peranti sedemikian mempunyai kecekapan yang tinggi. Transistor pensuisan mestilah sama ada dalam keadaan Terbuka Sepenuhnya atau Tertutup Sepenuhnya dan bertukar dari satu keadaan ke keadaan yang lain secepat mungkin. Dalam keadaan Terbuka Sepenuhnya, transistor harus tepu. Kuasa yang hilang padanya ditentukan oleh produk arus pengumpul dan voltan tepu bahagian pemancar pengumpul pada arus pengumpul tertentu, ditambah beberapa kuasa tambahan, ditentukan oleh arus asas, yang diperlukan untuk mengekalkan transistor dalam ketepuan. . Ia sama dengan hasil voltan tepu asas dan arus asas. Kadangkala kuasa tambahan yang dibelanjakan untuk memandu transistor agak ketara. Ini adalah kelemahan ketara transistor bipolar. Dalam buku rujukan, voltan tepu ditafsirkan secara samar-samar. Biasanya ia ditunjukkan pada tapak dan arus pengumpul tertentu, atau graf voltan tepu (Ukenas dan Ubenas) pada arus tapak pada arus pengumpul tetap diplot, atau pergantungan Ukenas dan Ubenas pada arus pengumpul diplot dengan ketepuan. pekali Knas=10 untuk transistor berkuasa rendah (untuk yang berkuasa - Knas= 2). Mari kita bina pergantungan voltan tepu pemancar pengumpul dan pemancar asas pada arus asas untuk model transistor bipolar berkuasa KT838A, digunakan secara meluas dalam bekalan kuasa sekunder berdenyut, parameter yang sebahagian besarnya bergantung pada penunjuk kualiti daripada transistor pensuisan. Rujukan [2] menyenaraikan parameternya: Ubenas (pada Ik=4,5 A; Ib=2 A) - tidak lebih daripada 1,5 V; Ukenas (pada Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) - tidak lebih daripada 1,5 V; Ukenas (pada Ik = 4,5 A; Ib = 2 A; T = -45 ° C dan T = + 100 ° C) - tidak lebih daripada 5 V. Menggunakan skema pengukuran (Rajah 8, Jadual 4), kami mengira kebergantungan ini.
Keputusan yang diperolehi (Rajah 9) tidak bercanggah dengan data rujukan. Jelas sekali, peningkatan mendadak dalam voltan pengumpul-pemancar dengan penurunan dalam arus asas adalah disebabkan oleh keluarnya transistor dari mod tepu.
Sekarang mari kita bina pergantungan voltan tepu pengumpul-pemancar dan asas-pemancar model transistor bipolar berkuasa KT838A dan KT8121A2 yang lebih moden pada arus pengumpul pada faktor ketepuan tetap sama dengan dua. Dalam buku panduan [2] untuk transistor KT838A, malangnya, tidak ada ciri sedemikian, tetapi ada untuk KT8121A2. Mari bandingkan model transistor dengan penunjuk ini. Menggunakan litar pengukuran (Rajah 10), kami mengambil nisbah arus pengumpul kepada arus asas sama dengan dua, menggunakan untuk ini sumber arus bergantung yang dikawal oleh arus F1 dengan pekali pemindahan 0,5.
Kawalan akan menjadi arus melalui sumber voltan V1 dengan voltan sifar (ini adalah keperluan PSpice). Dengan mengubah arus sumber I1 dalam julat dari 0,1 hingga 10 A (dan dengan itu arus asas dari 0,05 hingga 5 A), kami mengira bagaimana voltan pada tapak dan pengumpul transistor akan berubah. Mari gunakan keupayaan arahan .DC untuk ini. Tugas untuk pemodelan (Jadual 5) terdiri daripada dua, disambungkan secara bersiri satu demi satu, untuk transistor KT838A dan KT8121A2. Dalam kes ini, ciri kedua-dua peranti akan muncul serentak pada satu skrin (Gamb. 11).
Ia boleh dilihat daripada graf bahawa transistor KT8121A2 mempunyai ciri-ciri yang lebih baik dalam mod tepu berbanding KT838A. Dengan arus pengumpul 4,5 A, voltan tepu pemancar pengumpul KT838A adalah kira-kira 2,1 V, dan KT8121A2 adalah kira-kira 0,5 V. Oleh itu, adalah lebih baik untuk menggunakan transistor KT8121A2 untuk membina suis yang berkuasa, kerana kuasa yang kurang akan digunakan. dihamburkan di atasnya. CIRI-CIRI VOLT-AMPERE MODEL TRANSISTOR MEDAN YANG KUAT Jadual analog transistor domestik dan import diberikan dengan banyak dalam pelbagai sumber bercetak dan di Internet. Persoalan yang agak jelas timbul - adakah mungkin untuk menggunakan model analog dengan memberikan mereka nama transistor domestik? Dalam jadual. 6 menunjukkan analog yang diimport bagi transistor kesan medan yang berkuasa. Jadual ini bagus kerana model banyak analog boleh didapati di perpustakaan OrCAD-9.2. Transistor sedemikian digunakan terutamanya dalam menukar bekalan kuasa untuk televisyen, VCR dan monitor.
Penulis berminat dengan transistor KP805A, kerana transistor BUZ2541 gagal dalam bekalan kuasa TV SONY KV-E90 beliau. Mari cuba bandingkan sekurang-kurangnya kira-kira parameter utama KP805A dengan ciri-ciri model analog yang diimport dari jadual. Model transistor MTP6N60E ditemui di laman web tntusoft, model transistor BUZ90 ditemui di perpustakaan siemens.lib, dan model transistor IRFBC40 ditemui di perpustakaan pwmos.lib. Walaupun fakta bahawa transistor dibentangkan dalam jadual sebagai analog, model mereka kelihatan sangat berbeza. Model transistor MTP6N60E dan BUZ90 diwakili oleh makromodel yang sangat kompleks (Rajah 12, Rajah 13), dan model transistor IRFBC40 adalah yang paling mudah, dibina berdasarkan model terbina dalam. Mari kita lihat, pada masa yang sama, bagaimana ini akan mempengaruhi parameter mereka.
Mula-mula, mari kita bina satu keluarga ciri voltan arus keluaran bagi model transistor ini yang disambungkan mengikut litar sumber sepunya (Gamb. 14).
Ciri keluaran transistor kesan medan ialah pergantungan arus longkang pada voltan longkang pada voltan get tetap. Satu keluarga ciri keluaran dibentuk dengan memplot graf untuk beberapa nilai voltan get. Mari buat tugasan untuk pemodelan (Jadual 7) dan jalankannya. Apabila voltan get berubah-ubah, lengkung akan berubah secara ciri (Rajah 15 - 17), membentuk keluarga parameter keluaran.
Untuk merancang ciri-ciri transistor yang berbeza, anda harus memanipulasi tanda "*" (asterisk) dalam program dalam talian sambungan model transistor. Membandingkan pergantungan, boleh diperhatikan bahawa model transistor MTP6N60E mempunyai penguatan yang lebih rendah (sekurang-kurangnya dua kali) dan mencerminkan fenomena kerosakan elektrik pada voltan yang diisytiharkan Uc dan max=600 V, manakala dalam model transistor IRFBC40, fenomena kerosakan elektrik tidak muncul. Dalam erti kata mengambil kira fenomena kerosakan elektrik, model pertama lebih sesuai dengan realiti. Walau bagaimanapun, masih terlalu awal untuk menyatakan bahawa model transistor ini memberikan ciri yang serupa. Satu-satunya persamaan ialah dengan arus yang diisytiharkan Ic = 6 A dan voltan U3i = 10 V, voltan punca saliran mereka adalah lebih kurang sama, berjumlah kira-kira 6 V untuk MTP60N5,6E, dan kira-kira 40 V untuk IRFBC5,8. Model transistor BUZ90 dari perpustakaan siemens.lib, nampaknya, tidak begitu berjaya dan biasanya dikira apabila voltan longkang berubah hanya sehingga 100 V. Jika anda mengembangkan selang melebihi 120 V, anda tidak boleh mendapatkan ciri keluaran biasa (Gamb. 17), dan proses pengiraan sangat berlarutan dalam masa. Dan ini adalah walaupun model itu disertakan dalam perpustakaan siemens.lib proprietari, yang disertakan dengan pengedaran OrCAD. Penggunaan model sedemikian pada masa hadapan mungkin membawa kepada masalah untuk mendapatkan hasil. Adalah menjadi kebiasaan untuk mempercayai perpustakaan berjenama, jadi tidak mudah untuk menerangkan tingkah laku peranti simulasi itu. Ini menunjukkan kesimpulan bahawa mana-mana model, walaupun dari sumber yang boleh dipercayai, mesti diuji sebelum digunakan. Marilah kita membina ciri sementara bagi transistor MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. Skim pengukuran ditunjukkan dalam rajah. 14, dan tugas untuk pemodelan - dalam jadual. 8.
Mari bezakan kebergantungan ini dan dapatkan graf perubahan cerun (Rajah 18 - 20).
Pada arus 2 A, kita mempunyai S(MTP6N60E)=3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050 mA/V. Menurut buku panduan [2], KP805A mempunyai cerun ciri 2500 mA/V. Nilai-nilai itu nampaknya hampir. Tetapi itu hanya pada satu ketika! Apakah kesimpulan yang boleh dibuat daripada ini? Berdasarkan ciri voltan semasa model transistor MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, sukar untuk mengandaikan bahawa ini adalah peranti yang sama. Walau bagaimanapun, pengalaman sebenar penggantian semasa pembaikan peralatan mengesahkan kebolehtukaran mereka dalam menukar bekalan kuasa. Bagi penggunaan model analog sebagai model transistor KP805A domestik, ini tidak boleh dilakukan secara langsung, kerana terdapat perbezaan yang ketara dalam ciri voltan semasa mereka. Model transistor MTP6N60E dan IRFBC40 ternyata cekap dan, secara amnya, mencerminkan sifat beberapa MOSFET kuasa biasa dari segi parameter dan sesuai untuk simulasi. Ia adalah model mereka, sebagai yang paling berjaya, yang boleh digunakan pada masa hadapan sebagai prototaip untuk mencipta model transistor kesan medan domestik. Cara paling mudah ialah memilih parameter model dengan ujian dan perbandingan seterusnya dengan ciri-ciri peranti sebenar daripada rujukan yang boleh dipercayai. Model KP805A ringkas (menggunakan model IRFBC40 sebagai prototaip) boleh dibuat menggunakan program PART MODEL EDITER, yang merupakan sebahagian daripada pakej OrCAD. Dan jika anda mengambil kira kerosakan elektrik di dalamnya dengan menyambungkan diod, anda mendapat model "boleh dilaksanakan" sepenuhnya. PERGANTUNGAN RINTANGAN SALURAN MODEL TRANSISTOR FIELD-FET PADA VOLTAN GATE Dengan analogi dengan contoh sebelumnya, kami membina ciri voltan arus keluaran transistor KP312A (Rajah 21, Jadual 9). Ia boleh dilihat daripada graf bahawa transistor kesan medan mempunyai kawasan rintangan terkawal yang sangat simetri kira-kira sifar pada voltan saliran rendah |Usi |<|Usu us | /2.
Saluran FET berkelakuan hampir seperti perintang linear, yang rintangannya bergantung pada voltan pintu. Jika kekutuban voltan longkang diterbalikkan, lineariti perintang tidak dilanggar. Oleh itu, pada transistor kesan medan, adalah mungkin untuk melaksanakan perintang dikawal elektrik pembolehubah yang beroperasi pada arus terus dan ulang alik. Sifat menarik ini sering digunakan dalam pelbagai sistem kawalan automatik. Walau bagaimanapun, perlu diingat bahawa untuk transistor kesan medan dengan persimpangan p-n kawalan, syarat |Uzi|<|Usi|+0,5 V mesti dipenuhi. Jika tidak, apabila terdedah kepada voltan saliran terbalik, bahagian persimpangan p-n kawalan berhampiran longkang akan menjadi begitu terbuka sehingga di Dalam litar longkang, arus ke hadapan get yang ketara akan mengalir, memusnahkan kelinearan perintang. Voltan hadapan pada simpang pn silikon, tidak melebihi 0,5 V, tidak menghasilkan arus hadapan yang ketara. Dalam hal ini, pergantungan rintangan saluran transistor pada voltan pintu adalah menarik. Mari kita bina. Keistimewaan eksperimen sedemikian ialah mustahil untuk memaparkan graf rintangan saluran transistor kesan medan secara langsung pada skrin pascapemproses grafik PSpice, tetapi anda boleh mendapatkan setara elektriknya. Bahagikan voltan longkang dengan arus longkang RDS=UD(J2)/ID(J2) untuk mendapatkan rintangan. Kaedah ini bersifat universal dan boleh digunakan untuk mengukur rintangan dalam model lain, termasuk model makro. Oleh itu, anda memerlukan pembahagi voltan dengan fungsi A / V dan penukar arus-ke-voltan. Sekarang kita akan membuat skema pengukuran (Gamb. 22). Penukar voltan semasa, dibuat berdasarkan sumber voltan yang dikawal oleh arus H1 (INUT), disambungkan dengan input pengukur selari dengan sumber voltan sifar, yang disambungkan ke litar saliran transistor kesan medan . Ini adalah keperluan PSpice semasa mengukur arus. Dengan menukar voltan pintu (sumber voltan V1) dan menetapkan nilai voltan longkang yang berbeza (sumber voltan V3), kami memperoleh keluarga ciri rintangan saluran yang sepadan bagi transistor kesan medan KP312A (output pembahagi voltan A / B) .
Apabila menyusun tugas untuk pemodelan (Jadual 10), mari kita reka bentuk pembahagi (Gamb. 23) sebagai model makro yang berasingan .SUBCKT DIVIDE A B A/B, dengan A dan B ialah input pembahagi; A/B ialah keluarannya. Ini akan membolehkan kami menggunakan semula pembahagi dalam pelbagai eksperimen pada masa hadapan.
Kami akan mengukur rintangan dalam mod analisis sementara mengikut arahan .TRAN. Dalam kes ini, voltan sumber V1 akan meningkat mengikut kadar masa dan, dengan itu, arus longkang transistor. Voltan longkang mengikut arahan .LANGKAH V3 SENARAI -0.5 0.5 1 1.5 2 akan berubah mengikut senarai yang dinyatakan di dalamnya dalam kawasan rintangan terkawal (lihat Rajah 21). Kami menggunakan voltan longkang ke input A pembahagi, dan voltan dari output INUT, berkadar dengan arus longkang, ke input B. Pada output pembahagi, kami mendapat voltan yang berkadar dengan rintangan kesan medan. saluran transistor. Dalam kes ini, voltan dalam volt sepadan dengan rintangan dalam ohm, dan dalam kilovolt - dengan rintangan dalam kiloohms. Dengan menjalankan tugas simulasi, kami memperoleh keluarga ciri yang diperlukan (Rajah 24).
Ia boleh dilihat dari graf bahawa rintangan saluran meningkat apabila voltan pintu menghampiri voltan cutoff, yang untuk model ini ialah -5 V. Dan ini boleh difahami, kerana transistor dimatikan. Dalam julat dari 0 hingga -1,5 V, kawasan perubahan rintangan yang agak linear boleh dibezakan. Voltan longkang juga mempengaruhi rintangan saluran, dengan peningkatan voltan longkang, ia meningkat. Ini adalah sesuai dengan ciri-ciri teori dan praktikal transistor kesan medan [3, 4]. Dalam sesetengah buku rujukan, bukannya graf rintangan, pergantungan kekonduksian diberikan. Jelas sekali, jika kita menukar input A dan B pembahagi, kita akan mendapat graf kekonduksian. PERGANTUNGAN RINTANGAN SALURAN MODEL TRANSISTOR FIELD FIETD TERHADAP ARUS PARIT Menggunakan percubaan sebelumnya, kami merancang pergantungan rintangan saluran model transistor kesan medan pada arus longkang. Mari kita buat skema ukuran yang sesuai (Gamb. 25). Di sini semuanya adalah sama seperti dalam kes sebelumnya, hanya kami akan memasukkan sumber arus I1 yang meningkat secara linear dalam litar longkang.
Pengukuran rintangan dijalankan dalam mod analisis sementara mengikut arahan .TRAN. Dalam kes ini, arus sumber semasa I1 akan meningkat mengikut kadar masa dan, dengan itu, arus longkang transistor kesan medan. Sudah tentu, voltan longkang juga akan berubah. Kami menggunakan voltan longkang ke input A pembahagi, dan voltan dari output INUT, berkadar dengan arus longkang, ke input B. Pada output pembahagi, kami mendapat voltan yang berkadar dengan rintangan kesan medan. saluran transistor. Voltan dalam volt sepadan dengan rintangan dalam ohm, dan dalam kilovolt kepada rintangan dalam kiloohms. Dengan menjalankan tugas simulasi (Jadual 11), kami mendapat lengkung (Rajah 26) - ini adalah hasil yang diingini.
Ia boleh dilihat daripada graf bahawa dengan peningkatan dalam voltan penutup pada pintu transistor kesan medan, rintangan saluran meningkat, jelas, seperti yang sepatutnya. Pada masa yang sama, dalam julat voltan pintu dari 0 hingga -0,5 V, praktikalnya tidak bergantung pada voltan longkang, jadi saluran FET dalam keadaan sedemikian berkelakuan seperti perintang linear. CIRI-CIRI BUNYI TRANSISTOR MEDAN Apabila mereka bentuk peranti penguat, adalah penting untuk mengambil kira sifat bunyi komponen, kerana selepas penguatan adalah perlu untuk mendapatkan nisbah isyarat-ke-bunyi yang baik. Adalah diketahui bahawa unsur aktif memberi sumbangan utama kepada bunyi bising. Bunyi peranti penguat akan menjadi kecil jika peranti aktif paling tidak bising dipasang pada peringkat pertama. Transistor kesan medan sering digunakan untuk tujuan ini. Bunyi yang wujud pada transistor kesan medan boleh dibahagikan secara bersyarat kepada haba, lebihan dan pukulan. Bunyi terma disebabkan oleh pergerakan pembawa cas yang huru-hara, mewujudkan turun naik arus dan voltan. Pada frekuensi operasi sederhana FET, sumber hingar ini adalah yang utama. Bunyi yang berlebihan (atau 1/f hingar) mendominasi di kawasan frekuensi rendah, keamatannya meningkat lebih kurang songsang dengan kekerapan. Punca bunyi ini adalah perubahan setempat yang sewenang-wenangnya dalam sifat elektrik bahan dan keadaan permukaannya. Ia sebahagian besarnya bergantung pada kesempurnaan teknologi dan kualiti bahan mentah, tetapi ia tidak boleh dihapuskan sepenuhnya pada dasarnya. Untuk transistor kesan medan moden dengan persimpangan p-n kawalan, hingar berlebihan melebihi hingar terma hanya pada frekuensi di bawah 100 Hz, untuk transistor MOS ia lebih sengit dan mula nyata nyata dari frekuensi di bawah 1 ... 5 MHz. Bunyi tembakan dijana oleh arus bocor pintu. Untuk transistor kesan medan, ia agak kecil, jadi ia biasanya tidak diambil kira, bagaimanapun, pada frekuensi tinggi, apabila kapasitans pintu mula memainkan peranan penting, ia boleh menjadi ketara. Mari kita berikan contoh membandingkan sifat hingar model transistor kesan medan dengan persimpangan pn kawalan: J2N3824 Jepun dan KP312A domestik. Dalam litar pengukuran (Rajah 27), transistor disambungkan kepada sumber biasa dan beroperasi pada beban dengan rintangan 1 kOhm.
Dengan menggunakan keupayaan arahan .AC dan .NOISE, kami akan menyusun tugas pemodelan (Jadual 12), dengan bantuannya kami akan mengira ketumpatan spektrum voltan hingar keluaran Su keluar (f), V2 / Hz.
Daripada graf (Rajah 28) dapat dilihat bahawa transistor adalah dekat dalam sifat hingar, oleh itu, dari sudut pandangan ini, transistor KP312A adalah pengganti sepenuhnya untuk J2N3824.
Apabila mengira tahap hingar dalaman, nama pembolehubah keluaran mempunyai bentuk standard:
Dalam program Probe, punca kuasa dua voltan dan ketumpatan spektrum arus bunyi dalaman dipaparkan sebagai V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE). Untuk memplot kedua-dua lengkung pada graf yang sama, adalah paling mudah untuk meletakkan dua tugasan satu demi satu dalam tugas pemodelan dengan hanya menyalin melalui penimbal dan menggantikan nama model yang diminati dalam setiap bahagian. OUTPUT VOLT-AMPERE CIRI-CIRI BSIT MOSFET mempunyai ciri yang hampir ideal untuk suis, yang mana ia digunakan secara meluas. Walau bagaimanapun, dalam peranti penukaran kuasa moden, keperluan untuk suis adalah sangat ketat. Mereka mesti beroperasi pada frekuensi tinggi, pada arus tinggi, dan menjimatkan. Kelemahan utama MOSFET ialah voltan saliran-ke-sumber yang agak rendah yang dibenarkan. Di samping itu, rintangan transistor terbuka meningkat mengikut kadar kuasa dua voltan ini. Dalam keadaan terbaik transistor kesan medan voltan tinggi kuasa tinggi, voltan tepu pada arus terkadar masing-masing mencapai beberapa volt, ia menghilangkan lebih banyak kuasa. Dalam hal ini, transistor bipolar jauh lebih unggul daripada transistor medan. Sudah tentu, idea timbul untuk menggabungkan sifat peranti ini dalam satu pakej. Hasilnya, transistor bipolar terkawal MOS telah dicipta, dipanggil IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor - transistor bipolar gate terlindung). Dalam kesusasteraan domestik, ia dipanggil BSIT - transistor teraruh statik bipolar. Secara struktur, LSIT ialah transistor bipolar, yang dikawal oleh MOSFET voltan rendah (Rajah 29). Hasilnya ialah peranti yang menggabungkan kelebihan transistor kesan medan dan bipolar. LSIT hampir tidak mempunyai arus input, ia mempunyai ciri dinamik yang sangat baik sehingga frekuensi 20...50 kHz. Kerugian di dalamnya berkembang mengikut kadar arus, dan bukan kuasa dua arus, seperti dalam transistor kesan medan. Voltan maksimum pada pengumpul LSIT hanya dihadkan oleh kerosakan teknologi.
Hari ini, BSIT dihasilkan untuk voltan terkadar 2000 V atau lebih. Pada arus undian, voltan tepu mereka tidak melebihi 2 ... 3 V. Dalam jadual. 13 menunjukkan ciri elektrik beberapa transistor BLIT biasa, dan sebagai perbandingan, baris terakhir menunjukkan parameter transistor kesan medan BUZ384 yang berkuasa.
Mari kita bina keluarga ciri keluaran model transistor teraruh statik bipolar APT30GT60 dan transistor kesan medan yang berkuasa BUZ384: Pada rajah. 30, 31 menunjukkan skema ukuran, dan dalam jadual. 14, 15 teks tugasan untuk pemodelan diberikan. Voltan gerbang transistor adalah parameter yang membentuk keluarga CVC. Ia ditukar dalam julat dari 4,5 hingga 6 V dalam kenaikan 0,5 V, dan voltan pada pengumpul (dan, dengan itu, longkang) berada dalam julat dari 0 hingga 50 V.
Hasilnya, kami memperoleh ciri keluaran model LSIT APT30GT60 (Rajah 32) dan model transistor kesan medan BUZ384 (Rajah 33).
Graf menunjukkan bahawa model benar-benar mencerminkan sifat peranti sebenar dan menunjukkan keunggulan LSIT berbanding transistor kesan medan apabila kedua-dua peranti beroperasi dalam mod pensuisan. Jadi pada arus 10 A, voltan tepu untuk APT30GT60 LSIT adalah kira-kira 2,4 V, dan untuk transistor kesan medan BUZ384 ialah 5,6 V. Nilai berbeza masing-masing kira-kira 2,3 kali, dalam keadaan terbuka pada arus 10 A, transistor APT30GT60 akan menghilangkan kuasa 2,3 kali ganda. MENUKAR CIRI-CIRI BSIT Selalunya, transistor teraruh statik bipolar digunakan untuk beroperasi dalam mod pensuisan. Mari kita semak (Gamb. 34) bagaimana ia berfungsi dengan beban induktif.
Kami akan menggunakan nadi trapezoid dengan bahagian hadapan yang curam dan pereputan lembut pada input. Tugas untuk pemodelan diberikan dalam Jadual. 16, dan hasilnya ditunjukkan dalam rajah. 35.
Graf yang terhasil sekali lagi mengesahkan bahawa transistor yang beroperasi pada beban induktif harus dipilih dengan margin voltan. MENCIPTA MODEL GELOMBANG MIKRO KOMPONEN Model PSpice komponen elektronik boleh dibahagikan kepada statik dan dinamik, frekuensi rendah dan frekuensi tinggi, untuk isyarat kecil dan besar. Klasifikasi sedemikian membolehkan untuk mengatur siri hierarki model yang berbeza dalam kos pengiraan dan membenarkan peralihan dari satu model ke model yang lain semasa pemodelan. Jelas sekali, yang paling tepat dan serba boleh dalam siri ini ialah model frekuensi tinggi dinamik bagi isyarat besar. Model dinamik isyarat besar diterangkan oleh persamaan tak linear dan memerlukan masa pengiraan yang meningkat. Dalam PSpice, model sedemikian digunakan terutamanya untuk mengira mod DC dan menganalisis transien. Model untuk isyarat kecil adalah lebih mudah. Mereka diterangkan oleh persamaan linear. Biasanya ia digunakan dalam pengiraan apabila kenaikan kecil isyarat digunakan, apabila CVC peranti boleh dianggap linear di sekitar titik operasi. Dalam PSpice, model sedemikian digunakan untuk pengiraan dalam domain frekuensi, serta untuk mengira sensitiviti dan fungsi pemindahan untuk arus terus pada isyarat kecil. Model PSpice terbina dalam komponen pasif dan aktif - model isyarat besar dinamik. Mereka sah untuk frekuensi yang tidak terlalu tinggi. Walau bagaimanapun, amatur radio telah lama menguasai julat gelombang mikro, jadi agak logik untuk mempelajari cara mencipta model komponen diskret yang "beroperasi" pada frekuensi lebih tinggi - model dinamik frekuensi tinggi isyarat besar. Pengiraan pada frekuensi melebihi 100 MHz memerlukan mengambil kira pelbagai kesan parasit (kearuhan plumbum, kemuatan plumbum ke plumbum, dsb.). Untuk perintang diskret rintangan kecil, adalah perlu, pertama sekali, untuk mengambil kira induktansi petunjuk. Dalam anggaran pertama, ia boleh dikira dengan formula Lv \u2d 4h[ In (0,75j / d) -1], di mana h dan d ialah panjang plumbum dan diameter, masing-masing, dalam cm, Lv ialah kearuhan plumbum, dalam nH. Selalunya, dalam pengiraan, diandaikan bahawa induktansi linear petunjuk adalah lebih kurang sama dengan 200 nH / mm. Pada frekuensi melebihi 10 MHz, tindak balas induktif petunjuk adalah lebih daripada 36 ohm, yang boleh menjadi ketara jika rintangan nominal perintang adalah kecil. Bagi perintang dengan rintangan tinggi, parameter terjejas teruk oleh kemuatan antara terminal St. Model frekuensi tinggi lengkap perintang diskret ditunjukkan dalam rajah. XNUMX. Kapasiti parasit mesti diambil kira dalam perintang filem litar hibrid dan dalam perintang resapan litar bersepadu pada frekuensi tinggi. Jika perintang resapan diasingkan oleh simpang p-n, ini ialah kemuatan bukan linear bagi simpang pengasing. Dalam kes ini, pada suhu tinggi, mungkin juga perlu untuk mengambil kira arus terbalik peralihan. Akhirnya, dalam beberapa kes, seseorang juga harus mengambil kira sifat pembetulan peralihan, jika pada beberapa ketika ia boleh dibuka. Tegasnya, pada frekuensi tinggi, perintang berkelakuan seperti garis RC yang diedarkan. Walau bagaimanapun, adalah tidak digalakkan untuk menggunakan model berbilang keratan garisan panjang. Sangat baik - model berbentuk U pekat (Rajah 37, 38). Di sini C ialah jumlah kapasiti penebat. Ia dibahagikan kepada dua kapasitor separuh kapasitor. Diod D1 dan D2 adalah sama. Luas setiap satu daripadanya adalah sama dengan separuh kawasan persimpangan pn penebat. P - keluaran substrat.
Dalam model frekuensi tinggi kapasitor diskret, seseorang harus mengambil kira rintangan kehilangan r dan kearuhan plumbum Le, dan dalam beberapa kes, apabila kapasitor digunakan dalam litar pemasaan, juga rintangan kebocoran Ry (Gamb. 39) Dalam bersepadu litar, kapasitor biasanya dilaksanakan oleh persimpangan p-n bias songsang. Apabila memodelkannya, anda harus menggunakan model diod. Dalam model frekuensi tinggi induktor diskret, adalah perlu untuk mengambil kira rintangan aktif penggulungan r dan kemuatan interturn C (Rajah 40).
Model transistor terbina dalam biasanya sah sehingga frekuensi 30 ... 100 MHz. Pada rajah. 41 menunjukkan litar setara model frekuensi tinggi bukan linear bagi transistor bipolar. Di sini C1-C3, R1-R3 ialah kemuatan setara dan rintangan kebocoran antara terminal transistor. Unsur-unsur ini dimasukkan hanya jika transistor dibuat dalam perumah. LE0, LC0, LB0 - kearuhan setara bagi keluaran, masing-masing, pemancar, pengumpul dan tapak. Mereka dikira menggunakan formula di atas untuk mengira kearuhan keluaran perintang diskret.
Pada frekuensi beberapa ratus megahertz, sekurang-kurangnya kearuhan LE0 mesti sentiasa diambil kira, kerana pada arus tinggi rintangan pemancar transistor adalah lebih kurang sama atau kurang. LE dan LB, yang membentuk unit nano-henry, ialah induktansi konduktor dalaman yang menyambungkan pemancar dan tapak kepada petunjuk luaran. CCE dan CCB - kemuatan dalaman antara pad sesentuh, masing-masing, pemancar dan tapak dan sesentuh pengumpul. Litar setara sedemikian, yang mengambil kira kesan frekuensi tinggi, direka bentuk sebagai model makro dan digunakan bukannya model komponen konvensional. Saya percaya bahawa pembaca yang biasa dengan artikel "Pspice-models untuk program simulasi" dalam "Radio" No. 5-8 untuk, 2000, tidak akan sukar untuk menulis teks model makro komponen tersebut sendiri. Dalam jadual. 17, sebagai contoh, menunjukkan model makro transistor gelombang mikro NE68135 daripada CEL, sah sehingga frekuensi kira-kira 5 GHz.
Kesusasteraan
Pengarang: O. Petrakov, Moscow
Kebisingan lalu lintas melambatkan pertumbuhan anak ayam
06.05.2024 Pembesar suara wayarles Samsung Music Frame HW-LS60D
06.05.2024 Cara Baharu untuk Mengawal dan Memanipulasi Isyarat Optik
05.05.2024
▪ Ultrabook Generasi Baharu daripada Intel ▪ Lampu berfungsi tanpa elektrik
▪ bahagian tapak Kata bersayap, unit frasaologi. Pemilihan artikel ▪ artikel Klasifikasi faktor risiko. Asas kehidupan selamat ▪ artikel Ke arah manakah air dalam tab mandi itu mengalir? Jawapan terperinci ▪ artikel Desmodium ketagih. Legenda, penanaman, kaedah aplikasi ▪ artikel Lampu malam LED boleh malap. Ensiklopedia elektronik radio dan kejuruteraan elektrik
Laman utama | Perpustakaan | artikel | Peta Laman | Ulasan laman web
www.diagram.com.ua |
Lihat artikel lain bahagian 
Berita terkini sains dan teknologi, elektronik baharu:
Semua bahasa halaman ini